La DDRR di Mr. Boyer (II^ parte)

La DDRR, una sorprendente antenna a basso rumore

II parte

Lo scopo di questo articolo a due parti è di descrivere alcune moderne antenne trasmittenti di piccole dimensioni elettriche utili al radioamatore che dispone di spazio esterno limitato nel quale erigere antenne di progetto convenzionale. Tutte le antenne discusse, come la DDRR, la LPT, e l'antenna a telaio sono formate da linee di trasmissione RF irradianti. Ciascuna è capace di veloci accordi in frequenza grazie all'impiego di condensatori variabili a perdite molto basse. La maggior parte ha una banda di risposta in frequenza molto stretta e ciò è dovuto alle piccole dimensioni elettriche ed alla bassa resistenza di radiazione; questa che può sembrare una limitazione, risulta però offrire un sostanziale incremento del rapporto segnale/disturbo durante la fase ricevente di un processo di comunicazione bilaterale.

Con la fine della prima parte abbiamo fornito al lettore le relazioni necessarie per progettare un'antenna DDRR con sintonia ottimale su qualsiasi banda amatoriale (ed un pochino di più), e per alimentarla direttamente con una linea di trasmissione coassiale standard mantenendo un basso ROS sull'intera banda. Qui il progetto della DDRR verrà completato e nel prosieguo verrà rimossa qualsiasi necessità di usare sistemi di piani di terra artificiali evitando ingombranti fili radiali.

 RESISTENZA DI RADIAZIONE DELLE ANTENNE ACCORCIATE

La resistenza di radiazione Rr può essere definita nei termini dell'ammontare di energia che un'antenna cede ad ogni ciclo RF verso una regione distante nello spazio confrontata con quella fornita ai suoi terminali d'ingresso. Deve essere relativa ad una regione distante nello spazio perché nella zona ad essa prossima un'antenna immagazzina potenza d'ingresso anche con il campo circostante i suoi conduttori. Questa potenza di campo arricchita esiste in forma di onde stazionarie, poiché l'energia nello spazio vicino fluisce solo avanti e indietro durante ciascun ciclo RF; questo campo spaziale delle onde stazionarie dell'antenna è molto simile a quello misurato vicinissimo ad una linea di trasmissione RF bilanciata a fili paralleli in aria.

Al restringersi delle dimensioni di un'antenna in confronto alla lunghezza d'onda operativa, sempre meno potenza ad essa fornita viene ceduta come radiazione ad ogni ciclo RF nello spazio lontano e sempre più viene immagazzinata nel campo di onde stazionarie nella sua zona più prossima. Dalla definizione qui data quindi la resistenza di radiazione Rr di antenne elettricamente accorciate è di valore piccolo. Sebbene l'esatto processo di creazione del campo elettromagnetico irradiato da un'antenna sia un argomento complesso, è possibile ottenere abbastanza semplicemente la resistenza di radiazione di un'antenna monopolo la cui lunghezza h° sia uguale o minore^-di 36 gradi elettrici. Noi partiremo con il dare due assiomi pratici:

1. Quando un'antenna monopolo elettricamente accorciata operante o sulla terra o sulla sua immagine elettrica viene portata alla risonanza elettrica unicamente inserendo una reattanza jX₁ in serie tra la sua base e la terra per cancellare la reattanza propria dell'antenna, allora una tale antenna possiede una distribuzione di corrente che rende minima la resistenza di radiazione in relazione alla lunghezza h in gradi del suo conduttore.

2. Quando un'antenna monopolo elettricamente accorciata operante o sulla terra o sulla sua immagine elettrica è portata alla risonanza elettrica unicamente piazzando una reattanza jX₂ in parallelo tra il suo terminale superiore e la terra per cancellare la reattanza propria dell'antenna, allora una tale antenna possiede una distribuzione di corrente che rende massima la resistenza di radiazione in relazione alla lunghezza h in gradi del suo conduttore.

Nell'enunciare i due assiomi è stato usato il termine "pratici" perché essi sono limitati dalla seguente premessa: le reattanze di carico jX₁ e jX₂ non sono esse stesse sorgenti di onde irradiate in opposizione di fase con le radiazioni prodotte dall'antenna accorciata.

Capita questa restrizione, in fig. 1(a,b) viene data la distribuzione di corrente per questi due tipi limite di carico reattivo in un'antenna accorciata. Ciascuna distribuzione di corrente d'antenna si presume che sia in forma sinusoidale, ma la sagoma di detta distribuzione di corrente è rettilinea poiché la traccia della funzione sen h° su una distanza minore di 36° produce un grafico che somiglia ad una linea retta.

Fig. 1 Casi limite di distribuzione di corrente lungo antenne monopolo cilindriche accorciate elettricamente solamente con a) reattanza di base e b) reattanza di estremità. L'altezza h° é uguale o minore di trentasei gradi elettrici.

In fig. 1(a) per il monopolo accorciato con il solo carico di base, la corrente d'antenna parte con ampiezza nulla dalla sommità del suo conduttore perché a questo punto il circuito è aperto nello spazio libero. Supponiamo che l'ampiezza relativa della corrente in risonanza alla base di questo monopolo sia uguale ad 1.0 Ampère. All'interno della sagoma rettilinea della distribuzione di corrente di entrambe le antenne, la regione tratteggiata è indicata con CA, che significa Area di Corrente o, più specificatamente, area di distribuzione di corrente relativa. Con l'altezza dell'antenna h° espressa in gradi e l'ampiezza della corrente relativa espressa in Ampére, questa area relativa CA ha le dimensioni di gradi-Ampére. Per il monopolo con il solo carico di base di fig. 1(a) (caso 1.0), l'area CA di distribuzione di corrente è sagomata triangolarmente e si trova con la geometria piana come:

(2-1.0)

Per il monopolo con il solo carico di punta di fig. 1(b) (caso 2.0), l'area CA della distribuzione di corrente sagomata a trapezio è:

(2-2.0)

In questo caso la corrente sulla sommità del conduttore di antenna non è più di zero Ampére; con la risonanza prodotta dalla sola reattanza di punta jX_2, la corrente I_top sarà ora di cos h° Ampére di valore relativo. Supponiamo che la corrente I_base sia ancora uguale ad 1.0 Ampére relativo. In termini di detta area di distribuzione di corrente relativa CA⁴, la resistenza di radiazione R_r di antenne mono polo accorciate di altezza h° pari o minori di 36 gradi elettrici è appunto:

(2-3.0)

Un dipolo elettricamente accorciato nello spazio libero, di lunghezza totale 2 h°, ha una resistenza di radiazione R_r doppia di quella trovata con la (2-3.0) quando ciascuna metà "monopolo" di detto dipolo viene caricata come indicato. L'equazione (2-3.0) è importante nel progettare antenne elettricamente accorciate perché enfatizza che la resistenza di radiazione R_r non è costante per un dato monopolo di altezza h°, ma può essere incrementata controllando la distribuzione di corrente lungo l'antenna accorciata.

Fig. 2

a. Suggerimenti costruttivi per un'antenna DDRR 'doppia' per bande amatoriali.

b. Alimentazione definitiva sbilanciata-a-bilanciata

c. Alimentazione coassiale 'JURY RIGGED' per trovare il punto X di ingresso a 50 ohm.

d. Suggerimento di un robusto contenitore plastico resistente alle intemperie per il condensatore di accordo, il servomotore, ed il potenziometro a variazione sinusoidale. I cavi di controllo alla cabina radio debbono uscire dalla scatola ad angolo retto rispetto i conduttori della DDRR.

RESISTENZA DI RADIAZIONE DELL'ANTENNA DDRR

Il lettore può ricordare dalla prima parte che l'altezza elettrica h° del conduttore del tratto verticale di 6 piedi nell'antenna DDRR per la banda degli 80 m era di 8.78 gradi a 4.0 MHz. Vista come antenna monopolo, l'equazione di Schelkunoff (1-2.0) ci ha dato l'impedenza caratteristica media della linea di trasmissione con il conduttore di quattro pollici come Km = 197.57 ohm. Si noti che K_m non entra nell'espressione per la resistenza di radiazione. Se comunque desideriamo usare quello stesso palo verticale come un semplice monopolo cilindrico sopra la terra, K_m ritornerà utile nel determinare il valore della reattanza jX₁ necessaria per portarlo alla risonanza a 4.0 MHz con il solo carico di base:

Per questo caso di palo verticale usato come semplice antenna monopolo, la (2-1.0) ci dà una CA di:

La resistenza di radiazione in questo caso sarebbe pertanto:

Ora, se rimettiamo a posto gli elementi mancanti del sistema di antenna DDRR, e cioè l'anello orizzontale della sezione di linea di S° ed il condensatore di accordo C e questo lo regoliamo per far risuonare la DDRR a 4.0 MHz, noi avremo il caso 2.0. Poichè il coseno di 8.78 gradi è uguale a 0.988, questo diventa l'ampiezza relativa di I_top in Ampére dando per CA:

Abbiamo usato una precisione superflua di tre decimali perché il rapporto effettivo I_top/I_base della DDRR a 4.0 MHz si avvicina molto all'unità dando un incremento della resistenza di radiazione di quasi 4 a 1 nei confronti della stessa antenna monopolo con il solo carico di base alla risonanza. L'incremento di 4 a 1 della resistenza di radiazione R_r rappresenta il limite teorico ottenibile per un'antenna monopolo accorciata se confrontata con la sua Rr quando è caricata solamente sulla base.

Questo significa che l'antenna DDRR effettivamente raggiunge il limite teorico di carico per le antenne accorciate? Non esattamente! Questo è dove arrivano i limiti degli assiomi enunciati; poiché il condensatore di accordo C della DDRR ha una corrente I_cap sfasata che gli scorre attraverso in proporzione alla sua capacità, rappresenta egli stesso una sorgente concentrata dà radiazioni. Poiché la corrente I_cap scorre in direzione opposta alla corrente del conduttore I_base del tratto monopolo verticale, l'effetto totale è di spingere in basso l'effettiva resistenza di radiazione R_e della DDRR come sistema. Ciò è rappresentato dall'equazione:

(2-4.0)

L'effetto dannoso sulla Re della DDRR rappresentato dalla (2-4.0) è insignificante a 4.0 MHz grazie all'alta reattanza -jX_c del condensatore di accordo regolato alla minima capacità. Sebbene non grave, diventa degno di nota a 3.5 MHz. Ne consegue l'avvertimento nella prima parte relativo al tentativo di far coprire ad un anello due bande HF.

LARGHEZZA DI BANDA IN FREQUENZA DELLE ANTENNE

Un modo pratico di descrivere il concetto di larghezza di banda in frequenza di un'antenna è il seguente: supponiamo che la corretta alimentazione della DDRR al punto di alimentazione X (discusso nella prima parte) e la terra determini alla frequenza di risonanza una impedenza d'ingresso Zin = 50 + j0 ohm; una linea coassiale di 50 ohm connessa alla DDRR ci esibirà un ROS di 1.0:1 alla f_o.

Adesso, senza riaccordare il condensatore C della DDRR, supponiamo di incrementare la frequenza del trasmettitore ad un valore f_high dove Z_in = 50 + j50 ohm; poi supponiamo di abbassarla sotto la fo ad un valore f_low dove Z_in = 50 - j50 ohm.

Alle frequenze f_high e f_low il ROS nel cavo di alimentazione salirà a 2.6:1. La differenza di frequenza f_high - f_low è la larghezza di banda a metà potenza dell'antenna. Nel caso della DDRR è la larghezza di banda a mezza potenza a sintonia fissa. Nel caso di antenne non sintonizzabili, come il dipolo, la verticale ad un quarto d'onda, la yagi, eccetera, questa è la larghezza di banda in frequenza a metà potenza dell'antenna, punto e basta!

Un altro modo di descrivere questa condizione è che alla f_high e f_low la parte reattiva dell'impedenza d'ingresso dell'antenna jX, diventa uguale alla parte resistiva Rin.

Nella prima parte abbiamo accennato che un'antenna a linea di trasmissione può essere considerata come una sezione di spezzone di linea di trasmissione (stub) aperta altamente disadattata e che, grazie a questo disadattamento, lo spezzone di linea possiede onde stazionarie molto ampie attraverso tutta la sua lunghezza (sull'antenna stessa; non sulla linea di alimentazione). Tutte le antenne HF sono modelli di spezzoni di linea di trasmissione RF relativamente disadattati. Il termine “disadattato” è usato in relazione al disadattamento tra l'impedenza dell'onda sull'antenna e 1'impedenza Zo dell'onda nello spazio distante che è uguale a 377 ohm. Più basso è il valore della resistenza di radiazione Rr dell'antenna (per un valore fisso delle perdite ohmiche R_Ω della configurazione) e più alto è il ROS sull'antenna stessa. Comunque il ROS delle antenne accorciate non va ad infinito ad uno poiché una piccola quantità dell'energia della potenza d'ingresso è:

a) dissipata nella piccola ma finita R_r

b) dissipata in R_Ω per il riscaldamento delle zone di prossimità della configurazione d'antenna.

Questo ROS sull'antenna stessa può essere messo in relazione con la larghezza di frequenza a metà potenza dell'antenna o Q. Usando i metodi convenzionali è molto difficile dare le giuste risposte, e richiede l'uso di alta matematica. Fortunatamente, Schelkunoff viene in nostro aiuto e ci rende le cose facili con la sua utilissima espressione dell'impedenza caratteristica di un'antenna come linea di trasmissione RF. Quando conoscete Km - e potete calcolare R_r dalle semplici equazioni (2-1.0), (2-2.0) e (2-3.0) - le difficoltà svaniscono. Tutto ciò di cui avete bisogno sono le seguenti relazioni:

(2-5.0)

(2-5.1)

(2-5.2)

Come esempio prendiamo i calcoli fatti per il caso dell'elemento monopolo del palo verticale della DDRR per gli 80 m. La nostra K_m (senza badare al carico) era di 197.57 ohm. Quando è caricato sulla sua base, il tratto monopolo verticale della DDRR ci dà una R_r di 0.234 ohm a 4.0 MHz. In questo caso:

Il palo monopolo della stessa altezza con K_m = 197.57 ohm, quando caricato solo di punta come elemento dell'antenna DDRR produceva un valore iniziale di R_r pari a 0.93 ohm. Poiché a 4.0 MHz C è regolato alla minima capacità, la sua reattanza è alta e può essere ignorata; perciò consideriamo la R_e della DDRR pari a 0.850 ohm a 4.0 MHz. Quindi:

Anche qui abbiamo usato una precisione di calcolo superflua, tanto per illustrare il metodo, dato che le relazioni usate sono approssimative. Comunque le risposte ottenute sono utili. Si può vedere che usando un monopolo accordato alla base con una bobina di carico priva di perdite, la larghezza di banda in frequenza a metà potenza ottenuta è larga appena abbastanza per lasciar passare un segnale CW o SSB da 3 KHz. Al contrario, lo stesso monopolo, come parte della DDRR, lascerà facilmente passare entrambe le bande di un segnale AM "Hi-Fi"; comunque noi abbiamo basato i nostri calcoli sulla sola Rr. Al sommarsi di R_.Ω. a R_r, entrambe le antenne mostreranno effettivamente una più ampia larghezza di banda trovata sostituendo R_t = R_r + R_.Ω nella (2-5.0) e ci sarà uno “schiacciamento” del ROS sul sistema d'antenna. Noi non conosciamo ancora il valore di R_.Ω ma certamente faremo in modo da mantenerla al minimo. Assicurarsi un incremento di larghezza di banda in un'antenna, esasperando l'influenza di R_.Ω. è ben misera cosa perché fa scendere l'efficienza N dell'antenna come:

(2-6.0)

Noi inseriremo la resistenza delle perdite ohmiche della configurazione R_.Ω nella nostra discussione un pochino più avanti, Comunque questo è un punto cruciale: nelle comunicazioni HF bilaterali che impiegano un'unica antenna, noi ci auguriamo di assicurarci una larghezza di banda dell'antenna a metà potenza larga appena abbastanza per lasciar passare la parte dati dell'informazione da comunicare (contenuto spettrale del CW veloce, FM e SSB) mentre eviteremo l'eccesso o la ridondanza della banda passante dell'antenna. Durante la fase di trasmissione delle nostre comunicazioni, un incremento di banda passante dell'antenna di 50 o più ottave, non ci importa poi molto. Nella fase di ricezione della nostra comunicazione bilaterale, invece, una eccessiva banda passante dell'antenna permetterà il passaggio di più rumore casuale che caricherà il front-end del ricevitore abbassando effettivamente il rapporto segnale/disturbo. Una banda passante d'antenna troppo ampia, aumenta anche il QRM come possiamo facilmente sperimentare mentre cerchiamo di ricevere il segnale desiderato in presenza di forti segnali proprio sui canali adiacenti. I moderni ricevitori si affidano un po' troppo sulla selettività in F.I.. A questo punto desideriamo aiutare gli stadi del front-end del ricevitore piazzando un filtro di banda stretto e accordabile tra lui e l'universo delle RF - nella forma dell'antenna.

Ho detto "accordabile"! Che in questo caso è un fattore chiave. Quando usiamo antenne che esibiscono una banda passante stretta ma larga appena abbastanza, noi dobbiamo poter spostare la frequenza di questo filtro a finestra velocemente per meglio gestire praticamente una comunicazione HF. Se ci assicuriamo questa "finestra" stretta in frequenza da un'antenna elettricamente accorciata risonante con la sola bobina di carico avente perdite più basse possibili ed un Q estremamente alto e piazzata molto in alto sul monopolo (per aumentare la CA), nel momento in cui cerchiamo di variare l'induttanza della bobina (agendo sul nucleo o sulle prese) per cambiare la frequenza di risonanza, gli effetti del vortice di corrente ed il conseguente allontanamento dall'optimum del fattore di forma faranno immediatamente aumentare le perdite nella bobina e l'efficienza di radiazione dell'antenna precipiterà in basso. Un condensatore in aria o sotto vuoto ha un Q straordinariamente alto e la variazione di capacità entro ampi limiti quando si cambia la frequenza dell'antenna ne modifica a malapena il Q del condensatore.

UNA IMMAGINE DELLA DDRR (e delle altre antenne a linea di trasmissione)

I più vecchi fra i radioamatori, quelli che dopo il prefisso dell'area hanno solo due lettere nel nominativo, possono ancora ricordarsi di un dispositivo ormai relegato sotto naftalina fra i distanziatori, il rivelatore a galena e il ricevitore a super-reazione: il contrappeso (specialmente il contrappeso accordato). Il contrappeso veniva sistemato sotto i1 monopolo lineare d'antenna a "T" o ad "L" quando l'area disponibile orizzontalmente, nella quale stendere un sistema di radiali di terra sul suolo era di diametro inferiore a λ/2. Lo avreste trovato molto curioso: se aveste steso un numero n di radiali elettricamente accorciati sul suolo ed operato con l'antenna, avreste ottenuto un certo valore N dell'efficienza di radiazione dal sistema globale antenna-terra. Ma se voi aveste:

a) sollevato lo stesso numero n di radiali accorciati un pochino al di sopra del suolo;

b) isolato l'intero sistema di n fili radiali dalla terra del suolo;

c) accordato ciascun filo radiale accorciato del sistema per risuonare alla f_o usando singole bobine di carico in serie;

se aveste fatto tutto ciò, voi avreste ottenuto un sostanziale miglioramento nell'efficienza del sistema globale d'antenna⁵.

I vecchi professionisti d'antenna che per primi avevano osservato questo fenomeno, dicevano a se stessi: "Wow, questo è proprio un mistero! Per qualche ragione il mio sistema di fili di terra isolati e accordati raccoglie più linee di campo elettrico E in prossimità dell'antenna e restituisce questa energia ai terminali d'ingresso dell'antenna con minor perdite ohmiche totali R_.Ω che lo stesso numero di radiali accorciati e soltanto appoggiati sulla superficie del suolo!".

Sfortunatamente lo spazio non ci permette di avere a questo punto un QSO sul meraviglioso fenomeno di diffrazione di corrente RF tra suolo e spazio (spostamento) cui si riferiscono queste efficientissime ma quasi dimenticate tecniche d'antenna per frequenze basse. Si può solo notare che questi sistemi di contrappesi elettricamente accorciati, isolati e accordati, permettevano addirittura l'erezione di antenne monopolo sul tetto del campanile municipale nei primi giorni delle radiodiffusioni dove lo spazio dei piccoli tetti non offriva neanche una speranza per l'uso di un sistema convenzionale di fili di terra. Il contrappeso a radiali accordati funzionava bene. Al confronto invece un sistema di fili radiali non accordati sembrava efficiente. Quindi il contrappeso a fili radiali accordati era proprio l'ideale se usato in un solo modo: trasmissioni di radiodiffusione a frequenza fissa. Per l'uso nelle comunicazioni HF bilaterali dove sono necessari frequenti e veloci spostamenti di frequenza, è un incubo di impraticabilità! Avreste dovuto risintonizzare ciascuna di queste bobine di carico-serie, ben n di esse !! Un sistema automatico che faccia ciò non solo sarà di una complessità meccanica come il Rube Goldberg, ma vi porterebbe allo stesso problema di efficienza precedentemente accennato parlando della variazione dell'induttanza delle bobine. Quindi diciamo sistema di terra a semplici fili radiali.

Nella fig. 3(a) della prima parte, avrete notato che la corrente immagine che fluisce nel piano di terra o specchio elettrico, di superficie continua, sotto la DDRR non è geometricamente radiale. Infatti, le correnti immagine di una DDRR fluiscono in circolo andando in direzione opposta alle correnti che fluiscono nell'anello conduttore appena al di sopra di loro. Misure di laboratorio molto accurate realizzate con piani di terra in lastre di rame di 5λ in 5λ; al di sotto della DDRR, hanno mostrato che queste correnti immagine non cominciano ad uscir fuori radialmente se la distanza è minore di λ/8 dall'anello conduttore e sono di intensità molto debole; esse non calano affatto secondo la regola dell' 1/r. Si è trovato che i monopoli delle antenne DDRR non operano efficientemente quando piazzati su un vero piano di terra a fili radiali, ma solo sopra specchi di lastre metalliche. Naturalmente nel caso della DDRR per la USS Wheeling, avevamo una approssimazione particolarmente buona a questa lastra metallica di specchio nel tetto dell'hangar saldato alla vicina struttura della nave e circondato dall'immenso piano del mare, e così l'abbiamo effettivamente usato. Ma cosa avremmo risposto se la Marina ci avesse chiesto di installare tale DDRR per i 2-30 MHz sulla "Old Ironsides" (tutta in legno malgrado il suo eroico nome)? Bene, avremmo proprio risposto: "Si, Sissignore! La potete avere sul tavolato del ponte oppure in cima all'albero di trinchetto". Questa è la maniera in cui avremmo trattato il problema in quattro e quattr'otto:

Sotto ciascun anello superiore delle varie DDRR per le varie bande di frequenza noi avremmo piazzato come specchio immagine un altro anello conduttore, duplicato esatto dell'anello principale, usando lo stesso diametro per il tubo conduttore, la stessa lunghezza S° per la circonferenza, e così via. Adesso ciascuno di quei condensatori d'accordo C che nella versione USS Wheeling viene connesso al tetto metallico dell'hangar degli elicotteri al terminale 4G, lo avremmo invece ricondotto al terminale duplicato 4G' sull'anello conduttore d'immagine inferiore. In tale conversione dello specchio immagine della DDRR, non avremmo affatto aumentato l'altezza verticale h. Quei tratti verticali in fiberglass della fig. 1 della prima parte che sostengono gli elementi circolari della DDRR allineati in parallelo sopra il tetto dell'hangar, adesso li vedremmo usati per mantenere i due anelli conduttori allineati in parallelo. Diversamente dal sistema immagine di fili radiali accordati nel vecchio sistema dei contrappesi, comunque, non c'è nessun bisogno di una squadra di marinai che si precipitino sul ponte ogni volta che è necessaria una QSY per regolare come forsennati con il grid-dip tutte quelle bobine di carico in serie alla nuova frequenza operativa. Invece l'operatore, nel conforto della sua cabina radio, deve solamente premere il bottone della DDRR. Poiché i due elementi circolari sono l'immagine speculare uno dell'altro, il condensatore di accordo C sposterà adesso l'intero sistema DDRR alla nuova frequenza operativa f_o come prima. Naturalmente la nuova DDRR convertita per la Marina ed ora installata sull'albero di mezzana della "Old Ironsides" monopolo sarà diventata una antenna DDRR "doppia": un'antenna ancora polarizzata verticalmente, ancora a basso angolo, ancora omnidirezionale. La sua resistenza di radiazione R_{r(DDRR doppia)} rimarrà inalterata. Questo perché, sebbene ora voi abbiate usato 1/2 h invece di h per ottenere CA dall'equazione (2-2.0), nel caso dell'antenna doppia dovrete moltiplicare per due il risultato ottenuto dall'equazione (2-3.0) della resistenza di radiazione del monopolo. Infine, sebbene questo non sia un articolo di "costruzione", ho incluso la fig. 2 per guidare il dilettante sperimentatore che desidera completare una DDRR di dimensioni compatte e portarla in aria. Dalla fig. 2 voi vedete che la minima dimensione per una DDRR per le bande amatoriali è un monomodello. Inoltre, poiché è costoso e difficile sagomare tubi di grosso 2.12 diametro in forme circolari, il modello per bande amatoriali ha una forma quadrata: quadrata, non rettangolare! La lunghezza totale del percorso G+H+I+J+K dovrà essere uguale alla lunghezza S° da voi ottenuta dalle relazioni nella prima parte, con H=I=J=G+P+K. In una DDRR per bande HF, la distanza P tra il terminale del condensatore di accordo ed il tratto monopolo dovrà essere circa 1.5 gradi alla frequenza più alta della gamma operativa. Tutti i giunti dell'anello conduttore debbono essere ben saldati. Questo significa saldatura ad elio se si usa tubo di alluminio ad alta conducibilità. Per favore, non usate tubo per marmitte di automobili o conduttori placcati al cadmio! Nelle antenne elettricamente accorciate le resistenze di contatto e le perdite nel conduttore sono disastrose, a causa dell'alta intensità di corrente che circola in tali radiatori. Ah, già, usate assolutamente un diametro minimo di 3 pollici (10 cm) nei conduttori degli elementi di antenna che operano più in basso di 7.3 MHz Più piccola otterrete K_m (equazione 1-2.0) e più alte diverranno sia l'efficienza che la banda passante (a sintonia fissa). Poiché la DDRR a doppia immagine non richiede alcun piano di terra, la maggior parte degli utenti la monterà probabilmente su un qualche tipo di tetto (garage, casa, palo). Quando l'altezza dal terreno è almeno uguale ad h, usate la formula

al posto dell'equazione (1-1.0) per l'impedenza caratteristica della sezione orizzontale della linea di trasmissione (nel calcolo del valore di capacità necessario per l'accordo). La variazione di K_c della DDRR immagine non indebolisce le prestazioni dell'antenna una volta operativa. Infine si vede che, trattando con una DDRR "doppia", i terminali di base 1A, 1G del monopolo si trovano ora al centro del tratto verticale. La DDRR doppia richiede una alimentazione bilanciata piuttosto che sbilanciata, ma noi vogliamo ancora alimentarla con una linea di cavo coassiale. OK! Come si vede il cavo coassiale proveniente dalla cabina radio adesso entra nel tratto verticale tramite un foro attraverso la parete del conduttore a 1/2 h, sale all'interno e viene spinto nella parte dell'elemento conduttore orizzontale superiore, ridiscende attraverso un buco praticato nella parte inferiore e quindi fatto proseguire in basso all'interno di una sezione di tubo di spessore sottile di diametro esterno di mezzo pollice fino al punto 1/2 h.

A questo punto la calza del cavo coassiale viene ripiegata indietro sopra la parte esterna del tubo di alimentazione e viene stretta a contatto con il metallo. Il conduttore interno del cavo coassiale attraversa una apertura di circa un pollice per connettersi alla terminazione superiore di un altro tubo di alimentazione da 1.5 pollici che si prolunga giù fino all'anello conduttore più basso. Per questo tipo di alimentazione bilanciata dovete per prima cosa stabilire la posizione di X.

In fig. 2(c), viene dato un suggerimento per una sistemazione temporanea del cavo coassiale per poter localizzare il punto X e spaziare L dal tratto verticale. Su un tratto sufficientemente lungo alla parte finale del cavo coassiale, viene strappata via la guaina vinilica nera onde mettere a nudo la treccia dello schermo. Si taglia via l'eccedenza ed il conduttore interno viene cortocircuitato insieme alla calza per formare il tratto conduttore inferiore. Il tubo di alluminio viene pulito con carta vetrata per consentire un buon contatto elettrico e la sezione di linea coassiale viene temporaneamente legata a salsicciotto come mostrato, per cercare la giusta spaziatura L. Per mantenere in contatto la calza del cavo con l'alluminio dell'anello conduttore e del tratto verticale si usano pezzetti di filo avvolto e attorcigliato. Con l'apparato sintonizzato a centro banda, variare la dimensione L accuratamente fino ad assicurarsi un ROS vicino a 1.0:1 nel cavo coassiale sfiorando, eventualmente, il condensatore di accordo C per portare la DDRR in risonanza alla frequenza di trasmissione. Con l'alimentazione temporaneamente ben stretta in questa posizione X, sintonizzate adesso l'apparato sull'estremo alto della banda per l'elemento in esame. Se, senza spostare il punto di alimentazione X, non si riesce ad ottenere un ROS minimo di 2:1 pur posizionando il condensatore di accordo C alla sua minima capacità, sarà necessaria un po' di "potatura"! Dalle estremità 4A e 4A' del conduttore dovremo rimuovere dei piccoli ed uguali tratti di conduttore fino a vedere un netto calo del ROS al limite superiore della copertura in frequenza mantenendo C vicino alla sua minima capacità. Non è importante l'esatto ROS minimo, ma si dovrà vedere chiaramente un abbassamento (dip) nel ROS. La procedura di posizionamento di X a centro banda dovrà essere ripetuta fino a raggiungere un ROS di 1.0:1 riaccordando la DDRR con il condensatore C. Si troverà quindi che il ROS sarà inferiore a 2:1 ad entrambi i limiti superiore ed inferiore della banda per il punto fissato X di alimentazione Verrà rimosso il legame a salcicciotto del cavo di alimentazione e verrà sostituito con il sistema di alimentazione definitivo. Quando praticate il foro per far uscire il cavo coassiale dall'interno del tubo orizzontale del conduttore superiore, dovrete allungare il foro di circa un pollice da ciascuna parte della posizione X per permettere di ritoccare gradatamente 1'alimentazione definitiva durante le prove finali sul ROS. A questo scopo è utile uno di quei trancia-fori a dado che si usavano per praticare i fori degli zoccoli porta-valvole. Attenzione: non tentate di fare i sopra descritti fori di adattamento ai supporti fino a che:

a) la DDRR non è montata nella sua posizione definitiva;

b) il condensatore di accordo C non è montato nel suo contenitore plastico a tenuta stagna e non è connesso ai punti 4A e 4A', come illustrato, usando isolatori passanti di alimentazione a cono od ad alveare.

Si suggerisce l'idea di cementare in un contenitore plastico a tenuta stagna sia il condensatore di accordo ad alta tensione, sia il motore di regolazione, sia il semplice indicatore della frequenza di accordo. Si veda la fig. 2(d). Si noti che nell'intenso campo elettrico che si determina nella posizione di accordo, i conduttori effettivi (trecce di rame larghe circa 1.5 pollice) che collegano i terminali del rotore e dello statore del condensatore di accordo sono isolati unicamente dagli isolatori di ceramica vetrificata sulla scatola. Non bisogna permettere che i fili tocchino in alcun punto le pareti plastiche del contenitore. Piccoli isolatori di bacchette ceramiche spazieranno il condensatore dalla piattaforma interna di plastica dove è montato all'interno della scatola. Anche il perno dei. condensatore di accordo è isolato dal motore e dall'indicatore di accordo tramite un perno isolato di accoppiamento per RF di alta qualità.

Il condensatore dovrà essere controllato a distanza dalla cabina radio tramite un motore a velocità reversibile controllato in tensione. La velocità del suo perno dovrà essere tale da consentire accordi "ad alta velocità" sull'intera banda in circa mezzo minuto, ma lenta abbastanza da "pizzicare" la DDRR esattamente al centro del canale alla f_o. Una DDRR efficiente è abbastanza veloce nell'accordo. Una volta posizionato X correttamente, troverete l'accordo da soli tramite l'appuntito "picco di rumore" in ricezione. Cacciando lungo la banda, pizzicherete questo punto di guadagno in ricezione della DDRR come se l'antenna fosse un cane con un lungo guinzaglio.

Un semplice sistema indicatore di frequenza può essere da un potenziometro a variazione sinusoidale accoppiato al perno del motore con un ingranaggio di rapporto 1:1. Nella cabina, un milliamperometro calibrato in frequenza che indica la corrente nel potenziometro sarà di aiuto nell'operare la DDRR. Altrimenti, ruotate la sintonia del ricevitore fino a localizzare il picco di rumore, cioè dove si trova la DDRR. Bisogna inserire delle piccole impedenze RF in serie su entrambi i fili di collegamento sia del potenziometro che del motore, sia dal lato della scatola a tenuta stagna dell'antenna sia dal lato della cabina radio. Nei modelli DDRR multibanda, gli elementi per le altre bande vengono montati concentricamente uno all'altro ed operano come sistemi separati, ciascuno progettato secondo le relazioni date nella prima parte. Mentre cercate il punto X di alimentazione per gli elementi delle altre bande, accertatevi che tutti gli altri anelli siano sintonizzati fuori dalle relazioni armoniche con l'elemento circolare in esame. Oh, si; un'ultima parola: In un modello DDRR multi-banda, l'isolamento dell'accoppiamento di campo è di valore molto grande cosicché si possono lavorare simultaneamente due bande. Se, comunque, improvvisamente vi diventa stranamente impossibile ottenere un accordo a basso ROS in una qualche localizzata frequenza in una data banda, questo significa che l'elemento circolare nella successiva banda più bassa è accordato inavvertitamente ad una relazione "sottoarmonica". Non c'è problema: una toccatina al pulsante di accordo dell'elemento di banda interferente, rimedierà facilmente a tutto ciò.

Noi qui abbiamo dedicato un considerevole spazio all'antenna DDRR. Fortunatamente, non è stato vano: capire la DDRR ci permetterà in seguito di afferrare velocemente le funzioni delle altre antenne a linea di trasmissione, e ci consente di valutare più profondamente i vantaggi e gli svantaggi delle antenne accorciate in generale.

Fig. 3

a) Antenna LPT (a basso profilo accordabile) operante con n elementi su un singolo canale ad ampia banda passante con elementi parassiti accoppiati.

b) Tipica curva del ROS rispetto la frequenza. La linea intera indica la banda passante in frequenza a metà potenza dell'intera antenna, mentre le linee tratteggiate indicano il responso del ROS di ciascun elemento accoppiato.

L'ANTENNA ACCORDABILE A BASSO PROFILO (LPT)

Abbiamo notato che la banda passante in frequenza è intrinsecamente stretta nelle antenne elettricamente accorciate ad alta efficienza. Ci sono però certi tipi di trasmissione sia nel servizio amatoriale (doppia banda laterale in AM, telescriventi FSK) che nella pratica commerciale e militare (Loran, radar HF, "data burst") dove si desidera una più ampia larghezza di banda a frequenza fissa. Se è anche necessario, per varie installazioni o ragioni tattiche, che si debba impiegare una antenna elettricamente accorciata, si crea un serio problema. L'esperienza con le antenne convenzionali ci indicherebbe di sacrificare l'efficienza di radiazione dell'antenna lasciando aumentare la R_.Ω nel sistema fino ad ottenere la necessaria larghezza di banda. Questa pratica si spinge perfino all'estremo così chiamato "inondamento", dove vengono effettivamente connessi alcuni resistori puramente ohmici ai terminali d'ingresso dell'antenna accorciata.

Una versione dell'antenna a linea di trasmissione LPT risponde a questi bisogni per ottenere un'ampia e controllabile banda passante in frequenza da un'antenna elettricamente accorciata ma efficiente. Viene mostrata in fig. 3(a): consiste in un numero n di elementi di linea di trasmissione di piccole dimensioni allineati radialmente. Ciascuno è accordato ad una estremità mediante uno shunt a condensatore variabile. Il "palo" all'altra estremità di ogni tratto di circonferenza è connesso a terra e serve come antenna monopolo. Naturalmente, qui si può usare un doppio schema ad "immagine speculare" come nella DDRR per aumentarne l'efficienza. La nostra familiarità con i principi dell'antenna DDRR ci consente di progettare facilmente anche questi elementi LPT.

Comunque, si nota che solo uno dei pali verticali nel sistema di n elementi d'antenna è realmente alimentato con la potenza RF, come è indicato dal simbolo del generatore. In fig. 3(h) la spiegazione di questa strana configurazione diventa chiara. In maniera analoga al funzionamento di un trasformatore FI accordato e smorzato in un ricevitore a larga banda, tutti gli altri elementi accordati in una cortina LPT sono elettromagneticamente accoppiati come parassiti all'elemento alimentato. Ciascuno degli n elementi parassiti viene accordato ad una frequenza leggermente differente sopra e sotto il centro f_o del canale radio. La risposta in frequenza degli n elementi della cortina sfalsati e sovrapposti, determinerà un'unica banda passante complessiva. L'increspamento del ROS lungo la banda passante in frequenza è governato dal numero egli elementi parassiti impiegati, nello stesso modo in cui l'increspamento della risposta dell'impedenza di un filtro passa-banda è governata dal numero n di sezioni di rete usate. L'analogia è molto esatta, tranne che noi stiamo trattando con radiatori di onde elettromagnetiche. Quello che non viene mostrato sono piccoli dettagli, come gli accorgimenti per le reattanze ausiliarie che controllano il coefficiente di accoppiamento tra gli elementi onde assicurare la sovrapposizione desiderata.

Nel servizio di amatore, poiché il bisogno di incremento di banda passante è modesto, si richiedono solo pochi elementi per realizzare praticamente un'antenna per i 160 metri. D'altra parte, per un'antenna accorciata di questo tipo che deve far passare impulsi modulati in ampiezza di 40 microsecondi da un trasmettitore Loran senza distorsione, una cortina LPT richiederebbe molti più elementi. Ci sono altri tipi di LPT per l'uso in servizi che richiedono un ampio numero di n canali di trasmissione sopra, diciamo, una larghezza di 15:1 dello spettro HF da 2 a 30 MHz. Altri possono stabilire le cosiddette cortine a funzioni circolari di Bessel per produrre raggi direzionali che possono essere rapidamente ruotati sul proprio asse in direzione nella gamma HF, come i primi radar tedeschi della II guerra mondiale. Questo non trova applicazione nel servizio amatoriale e perciò qui non viene dettagliato.

 L'ANTENNA A TELAIO o LOOP ANTENNA MAGNETICA A LINEA DI TRASMISSIONE

Fig. 4

Prendete due sezioni di eguale lunghezza di tubo conduttore di alluminio di raggio a. Chiamate le loro rispettive ed identiche lunghezze 2h, dove 2h° è solo 20 gradi elettrici alla f_o; calcolate la K_m della sezione lunga h°. Contrassegnate con il numero 1 una sezione rettilinea e tagliatela esattamente a metà; nella piccolissima apertura lasciata al centro della lunghezza 2h, collegate una bobina di carico prova di perdite la cui induttanza è:

Piegate l'altro conduttore, contrassegnato dal numero 2, in un cerchio la cui circonferenza è 2h°, lasciando una piccolissima apertura fra le estremità del conduttore. In questa apertura collegate in serie un condensatore privo di perdite, la cui reattanza è:

dove la reattanza X_loop è quella-di una induttanza di una spira. Le due antenne accorciate elettricamente e caricate reattivamente si vedranno come quelle di fig. 4.

Eccitate entrambe le antenne con RF a f_o Misurate le componenti di campo elettrico E e magnetico H partendo molto vicino dai loro conduttori e spostandovi gradatamente fino a raggiungere una grande distanza r/λ. I vostri risultati somiglieranno a quelli di fig. 5.

Molto vicino all'antenna rettilinea (la numero 1), caricata con la bobina, si può vedere che il campo elettrico E è di intensità estremamente forte mentre la componente del campo magnetico H è di intensità molto piccola; in questa regione di prossimità dell'antenna, il rapporto dei campi E/H dà un valore immenso. Comunque, all'aumentare della distanza dell'antenna numero 1, questo rapporto di campo E/H diminuisce fino a che ad una distanza grande r/λ si approssima al valore di 377:1. Più a destra vediamo che il risultato nel caso dell'antenna a loop è proprio l'opposto: adesso è il campo magnetico H che è tremendamente forte vicino al conduttore mentre la componente elettrica E del campo è di intensità molto debole. In questo caso, il rapporto E/H della zona di prossimità è vicino allo zero. Ma come aumenta la distanza dall'antenna a loop (la numero 2) noi vediamo che il rapporto E/H si approssima ancora allo stesso valore 377:1. A causa della duplice ma radicalmente diversa natura dei campi nella zona di prossimità di questi due tipi basilari di antenna, chiameremo l'antenna numero 1 "antenna elettrica" e la numero 2 "antenna magnetica".

Fin qui il tutto suona come la roba noiosa dei testi di studio; cosa ci importa di questi stravaganti fenomeni di campo nelle zone di prossimità? Noi siamo radioamatori, cioè operatori che praticano le radiocomunicazioni. Siamo interessati al campo delle zone lontane, al DX, giusto? No, sbagliato! come vedrete fra un minuto.

Seghiamo l'antenna doppia numero 1 e tagliamola esattamente a metà al centro della bobina di carico. Adesso l'abbiamo trasformata in un'antenna monopolo, elettricamente accorciata con bobina di carico, di lunghezza h°. Ma non può funzionare! Adesso la dovete ficcare sopra una lastra metallica oppure dovete metterci sotto un certo numero di radiali risonati per portarla ad oscillare ancora alla f_o come un monopolo risonante sopra questo "specchio" elettrico necessario: insomma, avete bisogno di un piano di terra. Tuttavia, la piccola antenna magnetica a loop, risonante a condensatore, può continuare a funzionare facilmente con o senza piano di terra al di sotto di essa; non ne ha bisogno. Il loop, o antenna magnetica, è sempre doppia. E c'è anche un'altra, molto critica, differenza pratica fra i due tipi base di antenna.

Prendete masse identiche di materiale dielettrico dal mondo di tutti i giorni come suolo, rocce, tessuti vegetali, tutte contenenti lo stesso ammontare di umidità. Mettete lo "specchio" di fili radiali del monopolo verticale sopra un mucchio di questo materiale ed il loop magnetico sotto un altro mucchio della stessa roba. Immediatamente la temperatura del materiale sotto l'antenna elettrica salirà; parte dell'energia di campo della zona di prossimità del monopolo elettrico viene perduta nel riscaldamento del materiale dielettrico. Un controllo sul materiale dello stesso tipo al di sotto del loop, tuttavia, mostrerà quasi nessuna perdita di energia di campo della zona di prossimità dell'antenna, quasi nessun riscaldamento. Il minuscolo ammontare di riscaldamento che ha luogo è dovuto interamente al piccolo valore del campo elettrico E nella zona di prossimità, necessario per generare il campo elettromagnetico RF. Alla componente H del campo dell'antenna a loop sembra importare ben poco della presenza intorno a lei di questo materiale elettrico bagnato. Teoricamente, alimentando nello spazio libero con uguali potenze d'ingresso due antenne ideali elettrica e magnetica delle stesse piccole dimensioni elettriche, portate in risonanza da reattanze di uguali perdite ohmiche ad una grande distanza in λ, si produrrà una identica quantità di energia irradiata. Non è questo il caso se le stesse antenne elettrica e magnetica vengono erette vicino alle configurazioni dei nostri QTH che hanno dielettrici con dispersione In queste condizioni reali, l'antenna magnetica a loop elettricamente accorciata vince la gara di efficienza con l'antenna elettrica accorciata (quella con il condensatore). Per adesso state pensando "Ragazzi! Che antenna pulita è questo loop!".

Voi penserete, da quanto abbiamo detto fin qui, che gli operatori radio dovrebbero usare esclusivamente l'antenna di tipo magnetico almeno nelle HF e nella regione delle frequenze radio più basse dove le antenne debbono essere erette sopra questa superficie del nostro pianeta per lo più formata da dielettrico con dispersione. Quando nacque la radio, nei primi esperimenti di trasmissione di scintille effettuati da Heinrich R. Hertz (1888) nelle sue verifiche delle predizioni di James Clerk Maxwell sull'esistenza delle onde RF, fu impiegata proprio un'antenna a loop. Da allora, tuttavia, è l'antenna trasmittente di tipo elettrico che ha regolato le onde dell'etere. L'antenna a loop è stata relegata quasi completamente a servizi di ricezione particolari come radiogoniometri dove il doppio e stretto punto di minima del suo diagramma consentiva accurate localizzazioni. Perché? primo, la resistenza di radiazione di un piccolo loop è:

(2-7.0)

dove A è l'area di spazio racchiusa dal conduttore del loop nella stessa unità di misura in λ ed N è il numero di spire del loop. Questa R_r(loop) diventa di valore molto basso quando l'area A del loop è piccola in termini di lunghezza d'onda Come accennato precedentemente in relazione all'impedenza di "base" dell'antenna DDRR, ciò rende molto difficile un adattamento di impedenza tra il piccolo valore risultante della Z_in(loop) e la Z_o della linea standard di alimentazione. Le sempre necessarie e complesse reti o trasformatori non sono convenienti, invariabilmente aggiungono perdite ohmiche e debbono essere mantenute in passo con la sintonia dell'antenna. Si richiede una qualche invenzione nella forma di un semplice ed efficiente accoppiatore tra il loop stesso e la linea di trasmissione che non abbia, però, necessità di essere accordato.

Un altro problema è che, grazie al valore molto piccolo di R_r(loop) quando la reattanza induttiva del loop alla f_o viene cancellata grazie al condensatore di accordo in serie - la corrente RF circolante nel loop risonante elettricamente accorciato a, diciamo, 1 KW di potenza input può raggiungere 100 e più Ampére. Come per la DDRR, perciò, non è proprio possibile fare loops trasmittenti con i fili conduttori; usate tubi altamente conduttivi con sezioni di grosso diametro. Infine, poiché la reattanza induttiva del loop jX_loop è proprio piccola in un loop elettricamente minuscolo di poche spire, la piccola -jX_c del condensatore implica grosse quantità di capacità. Poi, sebbene -jX_c non sia di molti ohm, l'apprezzabile intensità di corrente circolante nel loop produce un rispettabile valore di I.jX_c, così la tensione stimata sul condensatore di accordo può facilmente raggiungere centinaia o addirittura migliaia di volt per una potenza input di picco di 1 KW.

Le antenne a loop funzionano bene anche seppellite nel suolo. Durante la II guerra mondiale, i sottomarini tedeschi della "squadra dei lupi", usavano antenne a loop per comunicazioni su distanze relativamente corte in immersione⁶. Conoscendo tutti questi fatti, i militari USA negli ultimi anni hanno fatto la prova sul campo di un'antenna trasmittente a loop nella gamma di frequenza da 2-30 MHz con potenze input fino ad 1 KW. Non avendo bisogno di nessun piano di terra ed essendo di dimensioni fisiche convenientemente ridotte, l'antenna a loop va proprio bene per applicazioni di radiocomunicazioni bilaterali rapidamente trasportabili (field-day ?). Comunque, ciò che alle lunghe rende questa nuova antenna trasmittente a loop pratica ed efficiente è l'ingegnoso e brevettato⁷ modo nel quale è accoppiata alla linea di alimentazione a larga banda. Una idea di questo tipo di alimentazione è schematizzata in fig. 6 .

Una linea bifilare di trasmissione bilanciata viene collegata ai terminali 1 e 2 del piccolo loop di alimentazione di diametro D. Come nella DDRR, tutto ciò che dovete fare è di sintonizzare il condensatore variabile del loop principale per la risonanza alla f_o e poi, sperimentalmente, variare D mentre "pizzicate" il condensatore per ottenere una lettura minima del ROS sulla linea di alimentazione. Al giusto diametro D, il ROS sulla linea cadrà a 1.0:1. Una volta trovato D, non è più necessario cambiarlo per ottenere un buon adattamento sopra una vasta gamma di frequenze di accordo. Non c'è nessun bisogno di fare alcun contatto elettrico tra la base del piccolo loop di alimentazione ed il punto adiacente sul conduttore del loop principale: l'accoppiamento è ottenuto tramite il campo H del loop principale dell'antenna. Come ci si aspetta da un'antenna magnetica, anche una tavoletta di compensato laccata può essere usata per mantenere allineato il loop di accoppiamento, ottenendo insignificanti perdite dielettriche. Il loop di alimentazione può essere fatto di, diciamo, tubo di rame per frigoriferi di mezzo pollice di diametro esterno.

Per il servizio sulle bande amatoriali nella gamma più bassa delle HF, possono essere pratici loops principali da 8 a 16 piedi di diametro, fatti di una o due spire di tubo di alluminio di spessore sottile di diametro esterno di due o più pollici. Naturalmente, possono essere fatte in forma quadrata anziché circolare. Tutte le giunzioni sul conduttore del loop principale debbono essere ben saldate ed i collegamenti con il condensatore variabile di accordo debbono essere effettuati con robuste trecce di rame. Il grosso valore della capacità totale necessaria per il condensatore da usare nelle bande 160, 80, 40 m può essere ottenuta shuntando un variabile in aria o sotto vuoto più piccolo con altri condensatori fissi, sempre ad aria o sotto vuoto, meno costosi. Bisognerà poi proteggere il condensatore di accordo ed i componenti associati quali il motore pilota, con un contenitore plastica a tenuta d'acqua.

Un po' d'ingegnosità da radioamatori ci farà trovare un modo semplice e poco costoso per montare e ruotare questa antenna trasmittente a loop ed anche di sintonizzarla a distanza dalla cabina radio. I due punti di nullo molto acuti sul piano orizzontale del suo diagramma possono essere vantaggiosamente usati per tagliare il QRM puntando uno di essi nella direzione della stazione interferente, come se stessimo usando una direttiva sui 160 m! I lobi con i massimi molto allungati del diagramma producono una risposta quasi omnidirezionale ai segnali desiderati. Un'ultima ma non meno importante parola: l'accoppiatore-loop è un concetto brevettato. Nessun compenso dovrà essere corrisposto a chi costruisce antenne a loop incorporanti questa eccellente idea e la vende senza preventivi accordi legali con il detentore del brevetto.

Fig. 6

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⁴ In tali relazioni è necessaria l'ampiezza relativa perché la resistenza di radiazione di un'antenna non dipende dall'ampiezza effettiva di corrente ma solo dalla forma geometrica di distribuzione. Se così non fosse, Rr varierebbe al variare della potenza d'ingresso all'antenna.

⁵ vedi Edmund A. Laport, "Radio Antenna Engeneering", pag. 240, McGraw-Hill Book Company Inc., NY 1952. Sfortunatamente questo unico ed inestimabile libro è ormai fuori stampa, ma si può ancora trovare in qualche libreria

⁶ Le radiocomunicazioni a lungo raggio sottomarine sono inefficaci. Tuttavia ciò non è dovuto a nessuna apprezzabile perdita dell'antenna a loop sommersa, ma è dovuto alla conducibilità dell'acqua che cortocircuita il campo E delle onde radio a distanze grosse in λ, dove il rapporto E/H diventa apprezzabile.

⁷ Brevetto USA: John H.Dunlavy Jr.,"588,905, Antenna I Research Associated, P.O.Box 196, »TI MM Beltsville MA 20705